开关稳压电源由于具有功耗小，效率高，体重轻等优点，所以在电子电力技术领域中占有重要地位。开关稳压电源主要由脉冲宽度调（PWM）制控制芯片、MOSFET/IGBT和变压器构成，通过PWM控制开关管通断的时间比率来稳定电源电压输出。UC3842作为国内广泛应用的电源芯片，具有管脚少、外围电路简单等优点。本文结合该芯片特点设计出保护电路、反馈电路和开关管外围电路等，同时提出PCB布局上应注意的问题以及相关建议，最后通过实验验证了电路多路输出的可行性。

1、UC3842内部结构及应用电路图

如图1所示为UC3842内部组成框图。1引脚为内部误差放大器输出端口，此引脚与2引脚形成反馈网络，使误差放大器补偿产生稳定的闭环转换器响应和较大的增益带宽。2引脚为反馈电压输入端，反馈电压通过分压电阻产生的电压输入误差放大器反相端与基准电压分压2.5V比较，产生电压差进而控制芯片输出信号占空比。3引脚为电流检测端，通过采样电阻把母线电流转换为电压，当该电压大于1V则关断芯片PWM输出，进而保护电路。4引脚为内部振荡器输入端，由外部的Rt、Ct确定电路的工作频率。5引脚为地端。6引脚为芯片输出端，输出电流±1A，可直接驱动MOSFET。7引脚为电源端，由母线通过分压电阻供电。8引脚为基准电压输出端，为外部提供精准5V电压，带载能力为50mA。

2、应用电路的工作原理分析

1）AC-DC电路

AC-DC电路将交流变成直流，是反激式开关电源设计的先决条件。图2为AC-DC电路，其中，输入交流电压为60~220V，电阻1R2为正温度系数热敏电阻，防止过流。1R1为压敏电阻用于旁路浪涌电压。在PCB布线要求上，压敏电阻与零线间采用蛇形走线，若压敏电阻损坏，则可及时断开压敏电阻而不至于因为压敏电阻短路烧毁电路板。共模扼流圈和差模电感（1L1、1L2）分别滤除共模和差模干扰，由全桥整流电桥整流出直流电为后续电路供电。

2）启动电路设计

本电路设计母线电压为70~310V，而UC3842正常工作电压为10~30V，所以不能由母线电压直接给UC3842供电，由此可设计电阻1R4~1R7和电容1EC2组成RC电路作为芯片启动电路。输入电压通过分压电阻给电容1EC2充电，当电容两端电压达到UC3842的开启电压即16V时，3842芯片启动后，需要保持3842_7引脚大于10V，否则会引起芯片欠压闭锁。此外，UC3842在正常工作后由变压器的次级线圈输出供电，所以1EC2不断的充电放电的过程，但电容上的电压不会小于10V。

设开关电源的起振电压U=70V，而UC3842的开启电压为16V，由UC3842数据手册可得启动电流I小于1mA，所以分压电阻最小阻值为Rmin=（Umin-16）/I=54kΩ。电路设计选取Rmin=50kΩ。若输入电压U=300V，则分压电阻最大阻值：Rmax=（Umax-16V）/I=285kΩ电路设计选取Rmax=250kΩ。分压电阻阻值选取范围50~250kΩ。考虑到UC3842启动时，部分能量可由电容1EC2提供，且UC3842启动后的工作电流为17mA，在本电路设计中分压电阻选取100kΩ阻值。本电路设计分压电阻封装为1812，功率为1/2W。此外，还需要特别考虑UC3842的启动电路分压电阻所承受的功率问题，采取通过分压电阻给予UC3842提供电流的方式，故此在保持分压电阻阻值不变的情况下，用四个电阻串并联的方式增加分压电阻的总功率以保证电路正常工作。如果芯片电源端出现高压时，由于芯片内部电源端稳压二极管作用，把输入高压稳定于34V，保护芯片，所以分压电阻对精确度要求不高。

3）反馈回路设计

变压器次级线圈在整流滤波后，通过电阻1R9和1R12分压，输入到芯片内部误差比较器的反向输入端（反馈端）和内部基准电压分压（2.5V）比较，以此控制PWM占空比。所以可令1R12=1.2kΩ，1R9=5.1kΩ。变压器的次级线圈通过功率电阻1R8滤除高频干扰，同时快速消耗变压器次级线圈的能量，由此可以降低反馈电压纹波，可以更精确控制输出PWM占空比。

4）振荡电路设计

UC3842输出PWM频率由芯片外部的Rt、Ct决定。芯片内部输出5V的基准电压通过定时电阻1R13给定时电容1C8充电，电容1C8通过芯片内部的电流源放电。本电路设计的频率是40kHz，如果PWM频率过高（50kHz以上）则MOSFET栅极电荷不能完全放电，或者容易引起变压器磁路饱和，这都将导致初级线圈长时间通电，烧毁变压器。但是频率过低的话，则存在系统响应慢，线性调整率精度偏低等问题。根据频率公式：

由上式可以看出电路开关频率即振荡频率由Rt、Ct决定。因此当Rt、Ct一定时，Rt与Ct的值有多种搭配方式。大电阻配小电容，小电阻配大电容，振荡频率相同，但是锯齿波形不同。

5）MOSFET外围电路设计

电阻1R16（10~20Ω）与MOSFET的栅极串联，能减小漏极尖峰电压作用，防止由MOSFET的栅-源极分布电感与MOSFET电容引起自激振荡。同时MOSFET在关断时，电流会与漏源间的寄生电容Cds产生振荡，通过栅源间寄生电容Cgs分压耦合到栅极，会使栅极电压产生很高的尖峰，影响到前级电路，所以电阻1R16也起到UC3842与MOSFET的隔离作用。PCB设计中，芯片输出端到MOSFET栅极的走线尽可能短，以避免走线电感引起栅极振荡。电阻1R18一般选择10kΩ，串联在栅极和地之间，或者在二极管1D6和电阻1R15中间到地串接一CBB电容，都可及时给栅极电容放电，以避免MOSFET长时间导通而造成电路短路。二极管1D6和电阻1R15加快MOSFET关断，为栅极电荷提供低阻抗回路，防止MOSFET误动作，一般选择关断迅速的高频二极管。

6）过流保护电路设计

电流Is通过采样电阻1R19转换成电压输入3引脚，和UC3842内部钳位电压1V进行比较，产生的信号进入RS锁存器，由锁存器决定是否关断PWM的输出。若输入3引脚的电压到达其门限值，则电流保护电路开始生效，马上停止PWM输出，保护电路。1R17、1C14组成简单的RC滤波电路，滤除尖峰电压，以免造成电流检测电路误动作。流过Rs（即1R19）电流Is为母线最大电流：

本电路设计变压器初级线圈的输入电压即母线电压范围70~200V，母线电流为400mA，所以使用1R19=0.5Ω可满足本电路设计要求。

7）变压器初级线圈保护电路的设计

由1C10、1R14、1C11和1D3组成变压器初级线圈的保护电路，当MOSFET关断时，使残留在变压器初级线圈的能量可以快速释放；而变压器产生的尖峰电压可通过此电路两个无极性CBB电容消除，以保证MOSFET正常工作，同时可减小初级线圈对次级线圈输出纹波的影响。PCB的布局上，上述电路必须靠近变压器的初级线圈，这样变压器初级线圈上的残余能量有最短的对地回流路径。

3、应用电路的调试

1）开关电源输出电压测试

电路输入交流电50V，UC3842开始工作，变压器的次级线圈输出12V、15V两个电压。15V作为芯片的反馈电压，12V电压作为后续模拟电路的输入电压。

电路开始正常工作后，用示波器观察15V反馈端的电压及其纹波。变压器15V输出端输出电压为13.2V，纹波为160mV以内。13.2V由反馈电阻阻值比决定，在没有使用低ESR去耦电容的情况下，160mV的纹波是一个较理想的数据。

2）其他设计注意事项

在初次实验中，变压器12V输出端输出电压为10.5V左右，纹波为12V，完全达不到模拟电压供电的峰峰值要求。考虑到开关变压器线圈能量释放的快慢会影响到输出电压的纹波，所以调小输出端的负载电阻，再用示波器观察可以看到峰峰值明显降低，但还是没有达到模拟供电的基本要求。进一步改进：在12V输出端处增加滤波电路。再次测试，输出电压没变，但是纹波极大的改善，峰峰值可以达到680mV以内。

分析上述实验数据，得出造成输出电压峰峰值大的原因：①变压器初级线圈能量无法在MOSFET关断到开通这段时间内释放完；②次级线圈元器件选型上没有采用等效串联阻抗低的固态铝电容，且没有串联磁珠；③MOSFET的栅极和源极之间缺少并联的电阻去释放MOSFET关断是产生的尖峰电压。综合调整后，波形的峰峰值可以达到300mV以内。由于变压器12V电压输出端不是由UC3842反馈控制，存在不可控因素，输出纹波较反馈回路差是正常结果。

4、结论

文中主要讨论UC3842外围电路参数设计，同时提供了完整的设计电路。UC3842作为一种高性能电流控制型脉宽调制芯片，具有外围电路简单，转换效率高等优点。实验证明UC3842可运用在多路输出开关电源上，有良好的性能，动态响应快，同时还有很强驱动MOSFET能力，可用于多种抗干扰能力较强的场合，但电路对变压器设计和PCB布局上都要求较高。